[무선설비산업기사 필기] 20년 2회차 기출문제 정답·해설 페이지

전압 변동률은 $\text{전압변동률} = \frac{V_0 - V_L}{V_L} \times 100\%$로 정의되며, 여기서 $V_0$는 무부하시 출력전압, $V_L$은 부하 연결시 출력전압이다. 주어진 값을 대입하면 $\frac{25 - 20}{20} \times 100\% = \frac{5}{20} \times 100\% = 25\%$이다. 따라서 전압 변동률은 25[%]이다.

전파정류파는 매 반주기마다 같은 크기의 정현 반파가 반복되므로 $V^2$의 평균이 정현파와 같다. 따라서 실효값은 $V_{rms} = \dfrac{V_m}{\sqrt{2}}$이다. 반파정류의 실효값은 $\dfrac{V_m}{2}$이고, 전파정류의 평균값은 $\dfrac{2V_m}{\pi}$이므로 구별해야 한다.

브리지 정류회로는 각 반주기마다 다이오드 2개가 직렬로 도통하므로 순방향 저항이 $2r_d$로 작용한다. 반파·중간탭 정류회로는 다이오드 1개($r_d$)만 전류 경로에 들어간다. 따라서 $r_d$에 의한 전압강하와 전압변동률은 브리지 정류회로가 가장 크다.

'베이스전류를 가장 크게 해야 한다'는 능동 영역 동작의 필수 조건이 아니다. 베이스전류의 크기는 증폭 동작에 영향을 주지만, 능동 영역 자체에 진입하기 위한 필수 조건은 아니며, 오히려 베이스전류가 과도하면 포화 영역으로 진입할 수 있다.
능동 영역에서 BJT(쌍극성 접합 트랜지스터)의 필수 조건을 정리하면, 이미터-베이스 접합은 순방향 바이어스, 베이스-컬렉터 접합은 역바이어스되어야 한다.
이미터 다이오드 순방향 바이어스: 정확한 조건이다.
컬렉터 다이오드 역바이어스: 필수 조건이다.
컬렉터 다이오드 전압이 항복전압보다 낮을 것: 능동 영역 유지에 필수다.

베이스로 부궤환을 유도하는 소자는 R_B2(궤환 저항)이지 콘덴서 C가 아니므로, '교류신호 입력 시 베이스로 부궤환을 유도키 위한 소자'가 틀린 설명이다.
콘덴서 C는 R_B1과 R_B2의 접속점에서 교류적으로 접지(단락)시켜, 컬렉터에서 베이스로 흐르는 교류 부궤환 신호가 저항 분배로 감쇠되어 이득이 줄어드는 것을 방지하는 바이패스 콘덴서이다.
즉 직류적으로는 개방되어 바이어스 안정화(전압궤환) 동작에 영향을 주지 않고, 교류적으로는 단락되어 교류 이득 감소를 막아주는 역할을 하므로 바이패스 콘덴서·직류적 개방·교류적 단락은 옳은 설명이다.

부궤환 증폭기에서 이득 안정성을 나타내는 식은 $\frac{\Delta A_f}{A_f} = \frac{1}{1+\beta A_0} \cdot \frac{\Delta A_0}{A_0}$이다.
주어진 조건에서 무궤환 이득 변화는 $\frac{\Delta A_0}{A_0} = \frac{100}{1000} = 0.1 = 10\%$이고, 부궤환 이득 변화를 0.1%로 제한하려면 $\frac{\Delta A_f}{A_f} = 0.001$이어야 한다.
식을 정리하면 $0.001 = \frac{0.1}{1+\beta A_0}$이므로 $1+\beta A_0 = \frac{0.1}{0.001} = 100$, 따라서 $\beta A_0 = 99$이다.
무궤환 이득 $A_0 = 1000$을 대입하면 $\beta = \frac{99}{1000} = 0.099$이다.

B급 푸시풀 전력증폭기에서 평균 직류 컬렉터 전류는 입력신호전압의 크기에 따라 결정된다. B급 증폭기는 바이어스가 차단점 근처에 설정되어 있어 입력신호가 없을 때는 거의 흐르지 않다가, 입력신호전압이 커짐에 따라 컬렉터 전류가 증가한다. 푸시풀 구조에서 두 개의 트랜지스터가 교대로 도통하면서 출력단의 평균 직류 컬렉터 전류도 입력신호의 진폭이 클수록 더 많이 흐르게 되므로, 정답은 3번이다.

VCO(Voltage Controlled Oscillator)는 입력 제어 전압에 따라 출력 신호의 주파수가 직접 변화하도록 설계된 발진기로, 가변 직류전원(제어 전압)을 인가하면 주파수를 연속적으로 가변할 수 있다. 수정 발진기는 수정의 고정된 고유 진동수에 의해 결정되므로 주파수 가변이 불가능하고, 암스트롱 발진기와 이상(쌍) 발진기는 LC 탱크 회로의 공진 주파수에 의해 주파수가 결정되어 직류전원 전압으로 주파수를 가변하기 어렵다.

회로는 증폭기 출력에 커패시터 2개(C1, C2)와 인덕터 1개(L)로 구성된 LC 궤환 회로가 연결되어 있다. 이렇게 두 개의 콘덴서를 직렬로 연결하고 그 접점에서 궤환 전압을 얻는 구조는 콜피츠 발진기의 전형적인 형태이다. 반대로 인덕터 2개와 콘덴서 1개로 구성되면 하틀리 발진기가 된다.

이 회로는 Pierce-BC형 수정 발진회로로, 콜피츠 발진회로의 인덕터 대신 수정진동자를 컬렉터-베이스 사이에 넣은 구조이다. 수정진동자는 직렬공진 주파수와 병렬공진 주파수 사이의 좁은 구간에서 유도성으로 동작하여 발진에 관여한다. 동조회로 LC는 발진주파수에서 유도성 리액턴스를 갖도록, 즉 공진주파수를 발진주파수보다 낮게 설정해야 하므로 "조금 높게 한다"는 설명은 틀리다.

PCM(펄스 코드 변조)은 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하는 디지털 변조 방식이므로 아날로그 변조가 아니다. PPM(펄스 위치 변조), PAM(펄스 진폭 변조), PWM(펄스 폭 변조)은 모두 아날로그 신호의 정보를 펄스의 물리적 특성(위치, 진폭, 폭)으로 직접 변환하는 아날로그 변조 방식이다. PCM은 아날로그 신호를 샘플링·양자화·부호화하여 디지털 비트 열로 변환하므로 본질적으로 디지털 변조에 해당한다.

PPM파는 PPM → PAM 변환 후 저역 여파기를 통과시키는 과정으로 복조한다. PPM(Pulse Position Modulation) 신호는 펄스의 위치가 변조되어 있으므로, 직접 저역 여파기만으로는 원래 신호를 복원할 수 없다.
PPM을 복조하기 위해서는 먼저 PPM을 PAM(Pulse Amplitude Modulation)으로 변환해야 하는데, 이는 PPM 신호를 미분 회로와 검출 회로를 거쳐 PAM으로 변환하거나, 또는 톱니파 발생기와 비교기를 이용하여 수행된다.
PPM이 PAM으로 변환되면 펄스의 위치 정보가 진폭 정보로 변환되고, 이제 저역 여파기를 통과시키면 PAM 신호에 포함된 원래의 신호파를 추출할 수 있다.

진폭 변조(AM)에서 변조 지수 $m=1$일 때 변조 출력 전력은 반송파 전력에 대한 상대값으로 구한다. AM 신호의 전력은 $P_{total} = P_c\left(1 + \frac{m^2}{2}\right)$로 표현되며, 여기서 $P_c$는 반송파 전력이다. $m=1$을 대입하면 $P_{total} = P_c\left(1 + \frac{1}{2}\right) = 1.5P_c$이므로 변조 출력은 반송파 전력의 1.5배가 된다.

톱니파 발생회로는 UJT(Unijunction Transistor)를 주로 사용한다. UJT는 단일 PN접합을 가진 3단자 소자로, 베이스 1·2와 이미터로 구성되며 음의 저항 특성을 가져 이완 발진(relaxation oscillation)을 일으킨다.
이러한 특성으로 커패시터가 충방전될 때 일정한 시간 간격으로 톱니 모양의 전압파형을 생성할 수 있다.
Varactor는 전압제어형 가변 캐패시터로서 톱니파 발생에 부적합하다.
MOS FET와 FET는 증폭 소자로서 톱니파 발생에 부적합하다.

무안정 멀티바이브레이터의 출력 주파수는 f = 1.44/(R₁ + R₂)C 공식으로 구한다(또는 f = 0.72/RC, 여기서 R₁ = R₂ = R인 경우).
주어진 값을 대입하면: R₁ = R₂ = 10[kΩ] = 10,000[Ω], C₁ = C₂ = 100[pF] = 100 × 10⁻¹² [F]이고,
f = 1.44/(10,000 + 10,000) × 100 × 10⁻¹²
= 1.44/(20,000 × 100 × 10⁻¹²)
= 1.44/(2 × 10⁻⁶)
= 0.72 × 10⁶ [Hz] = 0.72[MHz]로,
반올림하면 0.71[MHz]에 가장 가깝다.

그레이코드는 이진수를 변환하되, 각 자리수가 이전 자리와의 XOR 연산 결과로 구성된다. 10진수 10을 먼저 이진수로 변환하면 1010이고, 이를 그레이코드로 변환하는 방식은 최상위 비트는 그대로 두고, 이후 각 자리는 원래 이진수의 해당 자리와 바로 왼쪽 자리를 XOR 연산한다. 1010에서 첫 번째 자리는 1, 두 번째는 1⊕0=1, 세 번째는 0⊕1=1, 네 번째는 1⊕0=1이므로 결과는 1111이다.

회로를 순서대로 해석하면, 첫 OR 게이트의 출력은 A+B이고, 이 값이 AND 게이트에서 C와 결합되어 (A+B)C가 되며, 마지막 AND 게이트에서 A와 다시 결합되어 $Y=A\{(A+B)C\}$가 된다. 이를 전개하면 $Y=A(A+B)C = (AA+AB)C = (A+AB)C$이고, 흡수법칙에 의해 $A+AB=A$이므로 $Y=AC$로 간략화된다.

슈미트트리거로 60Hz 정현파를 구형파로 변환한 후, 7490(10진 카운터)과 7492(6진 카운터)를 직렬로 연결해 분주하므로 전체 분주비는 $10 \times 6 = 60$이 된다. 따라서 출력 주파수는 $f_o = \dfrac{60\,\text{Hz}}{60} = 1.0\,\text{Hz}$가 되어 1.0[Hz]가 정답이다.

슈퍼헤테로다인 수신기에서 영상주파수는 희망파와 중간주파수로부터 2×IF만큼 떨어진 주파수다.
상측 헤테로다인 방식에서 국부발진기 주파수는
$f_{LO} = f_s + f_{IF} = 1000 + 500 = 1500 \text{ kHz}$이고,
영상주파수는
$f_{image} = f_{LO} + f_{IF} = 1500 + 500 = 2000 \text{ kHz}$이다.
또는 영상주파수 공식
$f_{image} = f_s + 2f_{IF} = 1000 + 2(500) = 2000 \text{ kHz}$로도 구할 수 있다.

다중 반송파 변조(OFDM 등)의 특성을 검토하면, '전송 신호의 크기가 일정하여 전력 효율이 높음'이 틀린 설명이다. OFDM은 다수의 부반송파를 병렬로 사용하므로 순간 전력 변동이 크고, 신호 합성 시 피크 대 평균 전력 비(PAPR)가 높아 오히려 전력 효율이 낮다.
'FFT를 이용하여 고속 구현이 가능'은 정확한데, FFT를 이용한 빠른 구현이 OFDM의 장점이다.
'전체 대역폭을 작은 대역폭을 갖는 부채널로 분할'도 맞으며, 전체 대역을 좁은 부채널로 나누어 각 채널을 독립적으로 변조한다.
'등화기를 사용하여 채널의 왜곡을 보상'도 올바른데, OFDM 시스템에서 채널 왜곡 보상을 위해 등화기를 사용하거나 각 부반송파마다 주파수 영역 등화를 수행한다.

AGC(Automatic Gain Control)는 수신 신호의 크기 변화에 관계없이 수신기의 출력 신호를 일정하게 유지하기 위해 궤환 작용(피드백)을 이용한다. 수신 신호의 크기가 커지면 AGC 전압이 증가하여 중간주파 증폭기의 이득을 자동으로 감소시키고, 신호가 작아지면 이득을 증가시키는 방식으로 음의 궤환을 통해 출력을 자동 조절한다. 이는 증폭, 발진, 변조 같은 다른 작용이 아니라 피드백 루프에 의한 자동 제어 기능이다.

FM 변조에서 변조지수는 최대 주파수 편이를 신호 주파수로 나눈 값이다. 변조지수 $m_f = \frac{\Delta f}{f_m}$이고, 여기서 $\Delta f$는 최대 주파수 편이, $f_m$은 신호 주파수이다. 주어진 값을 대입하면 $m_f = \frac{18\text{ [kHz]}}{3\text{ [kHz]}} = 6$이다. 따라서 변조지수는 6이다.

이득 대역폭(Gain Bandwidth Product, GBW)은 증폭기의 주요 성능 지표로서, 증폭기가 일정한 이득을 유지하면서 증폭할 수 있는 주파수 범위의 넓이를 나타낸다. 이는 증폭기의 주파수 특성에서 이득과 대역폭의 곱이 일정하다는 특성에서 비롯되며, 예컨대 이득이 높을수록 동작 대역폭은 좁아지고, 대역폭이 넓을수록 이득은 낮아지는 상충 관계를 나타낸다. 보기 2는 "다음 단"이라는 모호한 표현으로 부정확하고, 보기 3·4는 발진기의 성능을 언급하는데 GBW는 증폭기 특성이므로 틀렸다.

PCM(펄스 코드 변조) 송신기의 처리 순서는 LPF → Sampler → Quantizer → Encoder이다. 아날로그 신호는 먼저 저역통과필터(LPF)로 대역 제한한 후, 샘플러에서 일정 간격으로 표본화하고, 양자화기에서 연속값을 이산값으로 변환한 뒤, 부호화기에서 이진 부호로 인코딩한다. 다른 보기들은 샘플링 전 인코딩하거나, 양자화 순서를 바꾸는 등 논리적 오류가 있다.

AM 변조에서 피변조파의 총 전력은 반송파 전력과 측파대 전력의 합이다.
반송파 전력을 $P_c = 100 \text{ W}$, 변조도를 $m = 0.8$이라 하면, 측파대 전력은
$P_{sb} = \frac{m^2}{2} \times P_c = \frac{(0.8)^2}{2} \times 100 = \frac{0.64}{2} \times 100 = 32 \text{ W}$이다.
따라서 피변조파의 총 전력은
$P_{total} = P_c + P_{sb} = 100 + 32 = 132 \text{ W}$이다.

QAM(Quadrature Amplitude Modulation)은 단일 반송파를 이용하여 동시에 두 개의 직교하는 신호(동상과 직교)를 변조하는 방식이고, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)은 다중 개의 직교하는 부반송파를 병렬로 사용하여 데이터를 전송하는 방식이다.
'QAM은 멀티캐리어의 일종이고, OFDM은 진폭변조의 개량형이다'는 거짓인데, QAM은 싱글캐리어 변조이고 OFDM은 멀티캐리어 변조이며, QAM은 진폭과 위상 변조의 조합이지 진폭변조의 개량형이 아니다.
'QAM은 멀티패스에 강하고 OFDM은 멀티패스에 약하다'도 반대인데, OFDM은 부반송파 간의 직교성과 순환 프리픽스(CP)를 활용하여 멀티패스 페이딩 환경에 강하고, QAM은 단일 반송파 특성상 상대적으로 약하다.
'QAM은 레벨이 일정하고 OFDM은 레벨이 변동된다'도 거짓인데, 변조 레벨 변동은 적응형 변조에서의 특성이며 두 기술의 본질적 차이가 아니다.

위성통신의 다중접속방식은 제한된 채널을 여러 사용자가 공유하기 위해 구분하는 방식인데, 문항에서 제시한 핵심은 복수개의 반송파를 스펙트럼이 서로 겹치지 않도록 주파수 축상에 배치한다는 것이다. 이는 주파수 축에서 각 사용자의 신호를 구분하는 방식으로, FDMA(주파수분할 다중접속)의 정의와 정확히 일치한다.
나머지 방식은 주파수 축상 배치와는 무관하다.
TDMA는 시간 축상에서 타임슬롯으로 구분한다.
CDMA는 서로 다른 부호를 할당한다.
SDMA는 안테나 빔을 이용해 공간상으로 구분한다.

CDMA 채널 수는 $N=\dfrac{G_p}{E_b/N_0}\times\dfrac{1}{v}\times F$로 구한다($v$: 음성활성화율, $F$: 주파수 재사용 효율). 6[dB]≈4이므로 $N=\dfrac{128}{4}\times\dfrac{1}{0.45}\times0.6\approx42.7$이다. 채널은 정수로 끊으므로 42 CH이다.

위상 도약(SH, Phase Hopping)은 확산 대역 기법의 표준 분류에 포함되지 않으며, 위상 변조(Phase Modulation)와는 다른 개념이다.
확산 대역(Spread Spectrum) 기법은 신호의 대역폭을 확장하여 다중 접속을 가능하게 하는 방식이며, 주요 종류는 직접 확산(DS, Direct Sequence), 주파수 도약(FH, Frequency Hopping), 시간 도약(TH, Time Hopping) 세 가지다.
DS는 코드로 신호를 확산한다.
FH는 주파수를 여러 채널로 랜덤하게 도약시킨다.
TH는 신호 전송 시간을 분산시키는 방식이다.
반면 위상 도약은 다원 접속의 기본 확산 기법으로 분류되지 않는다.

안테나의 다중화(안테나 다이버시티) 효과로 인한 채널 성능 개선이 협력 통신의 직접적인 결과물이다. 협력 통신(Cooperative Communication)은 릴레이(relay) 노드 또는 중간 노드가 신호를 수신하여 재전송함으로써 통신 범위와 신뢰성을 향상시키는 기술이다.
이를 통해 달성되는 핵심 개선 사항은 다중 경로 전파(diversity gain)로, 같은 신호가 여러 경로를 통해 수신 장치에 도달하므로 페이딩 환경에서 수신 성능이 증대된다.
송신 장치와 수신 장치는 협력 통신의 대상이 아니다.
교환장치는 네트워크 계층과 무관하다.

사용자의 생활 패턴은 무선장비 선정과 직접 관련이 없는 사항으로, 네트워크 트래픽 예측이나 가입자 특성 분석 등의 사업 계획 단계에서만 참고되는 정보이며 무선장비 선정 절차 자체에는 포함되지 않는다.
무선장비 선정 절차는 통신 시스템의 기술적·물리적 요구사항을 기반으로 수행된다. 전송 구간별 회선용량, 전송망의 성능 및 요구 품질기준, 전송로 전파전파 특성 분석은 모두 무선장비의 사양, 대역폭, 안테나 특성, 출력 등을 결정하는 핵심 기술 기준이다.

영상방송용 송·수신 중계 시스템에는 마이크로웨이브, SNG(위성 뉴스 취재), 광케이블 전송방식이 사용된다. SSB-SC는 반송파를 억압한 단측파대 변조 방식으로, 해당 중계 시스템의 대표적인 전송방식이 아니다.

독립형 태양광발전 시스템에서 태양전지와 축전지, DC 부하 사이에 위치하는 장치는 전력조정기(충방전 컨트롤러)로, 태양전지의 최대출력점을 추종하고 축전지의 과충전·과방전을 방지하며 부하에 적정 전압·전류를 공급하는 역할을 한다. 인버터는 직류를 교류로 변환하는 장치이므로 DC 부하만 있는 이 구성에는 해당되지 않으며, 발전기와 정류기 역시 이 시스템의 구성 요소가 아니다.

무선통신망의 전원설비는 상용교류전원 → 직류전원 변환 → 배분 → 장비 공급 순서로 구성된다. 먼저 전력량계에서 상용 교류전원의 사용량을 계측하고, 주분전함에서 이를 각 부하로 배분한 후, 정류기에서 필요한 직류전원으로 변환하며, 최종적으로 통신장비에 공급된다. 정류기가 주분전함보다 뒤에 위치하는 이유는 주분전함에서 먼저 교류 배분을 완료한 후 각 회로별로 정류하는 것이 효율적이기 때문이다.

수신 한계 레벨(최소 수신 신호 레벨)은 잡음 레벨 + 필요 신호대잡음비(SNR)로 결정되며, 잡음 레벨은 대역폭과 잡음지수(NF)에 비례한다. 따라서 수신 한계 레벨을 낮추려면 대역폭과 NF가 모두 작아야 하는데, 보기 2번이 대역폭이 좁고 NF가 작은 유일한 조건으로 잡음 레벨이 최소가 되어 수신 한계 레벨이 가장 낮다. 대역폭이 넓으면 열잡음이 증가하고(1, 3번), NF가 크면 수신기 자체에서 추가되는 잡음이 커져(1, 4번) 수신 한계가 높아진다.

전압정재파비(VSWR)는 최고전압을 최저전압으로 나눈 값으로 정의된다. 주어진 조건에서 최고전압 Vmax = 25[V], 최저전압 Vmin = 5[V]이므로, VSWR = Vmax / Vmin = 25 / 5 = 5이다. 특성임피던스는 VSWR 계산에 직접 사용되지 않으며, 선로상의 정재파 형성 여부를 판단하는 참고정보일 뿐이다.

측정기기의 안전하고 정확한 사용법에서 보기 4번이 틀렸다. 측정범위를 모를 때는 제일 높은 범위부터 시작해야 한다. 가장 낮은 범위로 설정하면 측정값이 범위를 초과하여 기기가 손상되거나 정확한 측정이 불가능하지만, 높은 범위에서 시작하면 안전하게 측정한 후 필요에 따라 범위를 좁혀가며 정확도를 높일 수 있다. 보기 1~3은 모두 올바른 사용법으로, 전원 연결 전 정격전압 확인, 측정 전 지침 영점 확인, 측정범위 사전 설정이 기기 보호와 측정 정확도의 기본 절차이다.

전자계 영역을 구분하는 경계는 프라운호퍼 거리(Fraunhofer distance) $r = \frac{\lambda}{2\pi}$ 또는 근사적으로 $r \approx \frac{\lambda}{6}$에서 정전계와 복사장이 같아진다. 주어진 주파수 150 kHz에서 파장은 $\lambda = \frac{c}{f} = \frac{3 \times 10^8}{150 \times 10^3} = 2000 \text{[m]}$이다. 
$r = \frac{\lambda}{2\pi} = \frac{2000}{2\pi} = \frac{2000}{6.28} \approx 318 \text{[m]} \approx 320 \text{[m]}$이므로, 정전계와 복사장의 전력이 같아지는 거리는 약 320[m]이다.

Maxwell 방정식은 전자기장의 기본 법칙 4가지로 구성되며, Gauss 법칙(전기), Gauss 자기법칙, Faraday 법칙(전자유도), Ampere-Maxwell 법칙이다. 1번 Faraday 법칙, 2번 Ampere 법칙, 4번 Gauss 법칙은 모두 Maxwell 방정식의 핵심 구성 요소이고, Snell 법칙은 광학에서 굴절률과 입사각·굴절각의 관계를 나타내는 기하광학 법칙으로 Maxwell 방정식의 일부가 아니다.

부정합 상태에서 안테나에 실제 도달하는 전력이 감소하므로 최대 전송전력은 감소하며, 증가하지 않는다.
안테나와 급전선 간 임피던스 부정합이 발생하면 급전선 내에 정재파가 형성되어 여러 문제가 발생한다.
송신기 동작 불안정: 부정합으로 인한 반사파가 송신기로 되돌아와 증폭기 손상 및 발진 불안정을 야기한다.
반사손실 증가: 임피던스 부정합 정도가 클수록 반사계수가 증가하여 반사손실이 커진다.
절연 파괴: 정재파로 인해 급전선의 전압과 전류가 국부적으로 증가하므로 절연 파괴 위험이 높아진다.

VSWR과 반사계수의 관계식 $\Gamma = \frac{\text{VSWR}-1}{\text{VSWR}+1}$에서 VSWR=1.5일 때 반사계수는 $\Gamma = \frac{1.5-1}{1.5+1} = \frac{0.5}{2.5} = 0.2$이다. 반사전력은 입사전력의 $\Gamma^2$배이므로 반사전력의 비율은 $0.2^2 = 0.04 = 4\%$이다. 따라서 부하에서 소모되는 전력은 100% − 4% = 96%이다.

투과계수(transmission coefficient)는 투과 전압(또는 투과 신호)을 입사 전압(또는 입사 신호)으로 나눈 비율로 정의되므로 1번이 정답이다. 보기 2번은 특성 임피던스와 부하 임피던스의 비는 반사계수 계산에 사용되는 임피던스 비이며, 3번의 진행파와 반사파의 크기 비율은 정재파비(SWR) 개념이고, 4번의 임피던스 부정함(impedance mismatch)은 임피던스 불일치 현상을 나타내는 용어일 뿐 투과계수 자체가 아니다.

동축 급전선의 특성 임피던스는 평형 2선식 급전선보다 낮다. 동축선의 임피던스는 외도체 내경과 내도체 외경의 비율로 결정되는데, 구조적으로 평형 2선식(수십 Ω~수백 Ω)에 비해 동축선(50~75 Ω)이 더 낮은 값을 가진다.
'주파수가 높아져도 급전선에서의 전파 복사가 없다'는 동축선의 가장 큰 장점으로, 내외도체 사이에 전자계가 완전히 차폐되어 방사 손실이 없다.
'동일 전력인 경우 선간 전압이 낮아도 된다'는 동축선이 낮은 임피던스를 가지므로 동일 전력 전송 시 높은 전류가 흐르고 따라서 선간 전압이 낮아도 된다.
'대 전력용으로 사용하기 위해서는 동축 케이블의 내경 및 외경을 크게 한다'는 동축선의 특성 임피던스가 Z₀ ∝ ln(b/a)(b: 외도체 내경, a: 내도체 외경)로 표현되므로, 대전력용으로는 임피던스를 낮추기 위해 내외경을 크게 하여 손실을 줄인다.

도파관에 전력을 급전하거나 전력을 추출하는 것을 도파관 여진(waveguide excitation)이라 하며, 일반적으로 동축케이블(coaxial cable)을 사용한다. 동축케이블은 전자파 손실이 적고 도파관과의 임피던스 정합이 용이하여 마이크로파 대역에서 표준적인 급전 방식이다. 평행2선식은 저주파 대역에 주로 사용되며 도파관 여진에는 부적합하다.

전기장(V/m)을 dB로 변환하는 공식은 $E_{\text{dB}} = 20\log_{10}(E / E_0)$이며, 여기서 기준값 $E_0 = 1 \text{ μV/m} = 10^{-6} \text{ V/m}$를 사용한다. 주어진 값 E = 10 V/m을 대입하면 $E_{\text{dB}} = 20\log_{10}(10 / 10^{-6}) = 20\log_{10}(10^7) = 20 \times 7 =$[dB]가 된다.

Beverage 안테나는 장거리 수신에 최적화된 수신전용 안테나로, 단일 지향성 수신 패턴을 가지며 송신 기능이 없다. Adcock 안테나는 방향 측정(방위각 결정)용 안테나이고, Loop 안테나는 양방향 지향성을 가지며 송수신 겸용이며, Bellini-Tosi 안테나는 방위각 측정을 위한 방향 측정 안테나로 사용되므로 순수 수신전용 단일 지향성 안테나에 해당하는 것은 Beverage 안테나이다.

폴디드 다이풀은 반파장 다이폴 대비 복사저항이 4배 증가하고 손실저항은 크게 줄어들어 Q가 낮아지므로 광대역 특성을 가진다는 점에서, "Q가 높아서 협대역"이라는 보기는 틀렸다.
폴디드(Folded) 다이풀 안테나는 반파장 다이폴을 평행한 두 도체로 접은 구조로, 정답을 결정하는 핵심은 Q값의 의미와 대역폭 특성이다. 나머지 보기의 내용은 모두 정확하다.
실효길이는 약 2배이다(반사 구조로 인한 증가).
전체 패턴과 이득이 단일 다이폴과 동일하다.
도체 단면적이 크고 복사저항이 증가한다.

방사상 접지(radial ground system)는 안테나 직하부에서 방사형으로 도체를 매설하는 방식으로, 중파·단파 방송용 수직 안테나에 사용되는 표준 접지방식이다. 보기 1번 "대규모 방송국에 사용된다"는 소규모 방송국이나 이동국에 적합한 경제적 방식이므로 틀렸다. 보기 2·3번은 설치 깊이 0.3~1[m] 범위와 중파 방송 안테나 적용이 모두 정확하며, 보기 4번도 접지저항이 약 5[Ω] 정도로 양호한 값이므로 맞다.

중파는 지표파와 E층 반사파의 간섭에 의해 양청구역이 제한되는 주요 특성을 가진다. 중파(AM 방송, 535~1605 kHz)는 지표를 따라 전파되는 지표파와 전리층 E층에서 반사되어 돌아오는 반사파가 동시에 수신되면서 건설적·소멸적 간섭을 일으켜 수신 강도가 불균등해지고 양청구역이 불규칙하게 제한된다. 단파는 주로 전리층 반사에 의존하고, 초단파와 마이크로파는 거리 증가에 따른 경로손실로 제한되지 간섭 효과가 아니다.

태양 흑점은 태양의 자기 활동이 활발한 지역으로, 흑점 수가 증가할수록 태양의 자외선 및 X선 방출이 증가하며, 이에 따라 지구 전리층의 전자와 이온이 더 많이 생성되어 전리 현상이 커진다. 보기 2는 흑점이 없어도 태양 자외선에 의해 기본적인 전리가 일어나므로 틀렸고, 보기 3은 흑점 수 증가 시 오히려 전자밀도가 증가하므로 틀렸으며, 보기 4는 흑점의 태양 활동이 전리층에 명백한 영향을 미치므로 틀렸다.

변조 다이버시티는 실제 다이버시티 기법이 아니라, 서로 다른 변조 방식을 적용하는 것으로 페이딩 방지와는 무관하며 신호 감지율이나 오류율 개선과는 다른 개념이다.
전리층 전파에서 페이딩 현상을 방지하기 위해 사용되는 다이버시티 기법은 서로 다른 경로나 특성을 통해 동일 신호를 수신하여 페이딩 심도를 완화하는 원리이다.
주파수 다이버시티는 서로 다른 주파수 대역으로 신호를 전송하여 상관성 없는 페이딩을 수신한다.
공간 다이버시티는 떨어진 위치의 다중 안테나로 독립적인 페이딩 특성을 얻는다.
편파 다이버시티는 수직·수평 등 서로 다른 편파 신호를 수신하는 방식이다.

대기 중 불규칙한 유전율을 가진 공기뭉치(turbulence)에 의해 전파가 산란될 때 발생하는 페이딩은 신틸레이션 페이딩(scintillation fading)이다. 신틸레이션은 대기의 굴절률 변동으로 인한 전파의 진폭과 위상 변화를 특징으로 하며, 대기 와류에 의한 산란이 직접적인 원인이다.
나머지 페이딩은 원인이 상이하다.
감쇠형 페이딩은 강우·안개 등 흡수에 의한 것이다.
K형 페이딩는 다중경로 간섭 현상이다.
덕트형 페이딩은 대기 덕트에 의한 이상전파 현상이다.

공전(天電, 대기 잡음)은 주파수가 낮을수록 심하므로 장파가 공전의 영향을 더 크게 받고, 단파는 상대적으로 영향이 적다. 따라서 "공전의 영향을 받기 쉽다"는 단파의 특징이 아니다.
단파(HF, 3~30MHz)는 장파(LF, 30~300kHz)와 비교하면 다음과 같다.
'페이딩이 발생하기 쉽다': 단파는 전리층 상태 변화에 따라 페이딩이 심하게 발생하며, 장파는 지표파 전파로 안정적이다.
'안테나를 소형으로 사용하기 용이하다': 단파는 파장이 짧아(약 10~100m) 안테나를 소형으로 설계 가능하지만, 장파는 파장이 길어(약 1~10km) 거대한 안테나가 필요하다.
'주로 F층 반사파를 이용한다': 단파는 주로 F층(전리층 최상층)의 반사를 이용하여 장거리 통신을 한다.

중앙처리장치(CPU)는 제어장치와 연산논리장치(ALU)로 구성되는 컴퓨터의 핵심 부품이다. 제어장치는 명령어를 해석하고 전체 컴퓨터 동작을 제어하는 역할을 수행하므로 CPU의 구성 요소에 해당한다. 입출력장치는 주변기기, 보조기억장치는 저장 매체, 주기억장치는 메모리로 모두 CPU 외부의 별개 구성 요소이다.

2진수 000101112는 (23)10, (27)8, (17)16이다.
10진수로 변환하면
$0 \times 2^7 + 0 \times 2^6 + 0 \times 2^5 + 1 \times 2^4 + 0 \times 2^3 + 1 \times 2^2 + 1 \times 2^1 + 1 \times 2^0 = 16 + 4 + 2 + 1 =$이다.
10진수 23을 8진수로 변환하면
$23 \div 8 = 2 \cdots 7$이므로 (27)8이다.
10진수 23을 16진수로 변환하면
$23 \div 16 = 1 \cdots 7$이므로 (17)16이다.

10진수 9를 그레이코드로 변환하려면 먼저 9를 2진수로 변환한 후 그레이코드 변환 규칙을 적용한다. 9의 2진수는 1001이다. 그레이코드 변환은 최상위 비트(MSB)부터 시작하여 각 비트와 그 왼쪽 비트를 XOR 연산하는 방식으로 진행된다. 첫 번째 비트 1은 그대로 1, 두 번째 비트는 1⊕0=1, 세 번째 비트는 0⊕0=0, 네 번째 비트는 0⊕1=1이 되어 결과는 1101이다.

지연(보류) 상태인 Suspended Blocked와 Suspended Ready는 프로세스가 스왑아웃되어 기억장치를 잃은 상태이다. 따라서 지연 대기 상태를 '기억장치를 할당받은 상태'라고 한 설명은 다른 상태들과 특성이 맞지 않는다. 활동 상태와 준비 상태는 기억장치를 할당받은 상태이다.

국방, 항공분야 시스템은 태스크별 고유의 시간제약 이내에 확실한 출력처리가 필수적이므로 실시간 운영체제(Real-Time OS)가 적합하다. 실시간 운영체제는 정해진 시간 내에 반드시 작업을 완료해야 하는 미사일 제어, 항공기 항법, 자동 착륙 등 시간 결정적(time-critical) 작업에 대응하도록 설계되었다.
나머지 운영체제는 엄격한 시간보장이 필요한 이 분야에는 부적합하다.
일괄처리는 정해진 완료 시간이 없다.
대화형은 사용자 응답 속도가 주목표이다.
분산은 여러 컴퓨터 간 협업을 목표로 한다.

전파법에서 '주파수할당'은 특정한 주파수를 이용할 수 있는 권리를 특정인에게 주는 행위를 의미한다. 이는 국가가 전파자원을 관리하면서 개인이나 단체에게 특정 주파수 대역의 사용 권리를 배분하는 상위 개념이다. 보기 2는 '주파수지정'으로, 이미 허가된 무선국에 대해 구체적 주파수를 정하는 행위로 주파수할당과는 구분된다. 보기 3, 4는 주파수할당의 정의와 무관한 기술적 측면이다.

주파수 이용실적 판단기준은 전파자원의 효율적 이용을 목표로 하며, 「전파법」에서 규정하는 기준은 해당 주파수의 이용 현황 및 수요 전망, 전파이용기술의 발전 추세, 국제적인 주파수의 사용동향 등이다. 이들은 모두 주파수의 실제 활용도와 향후 필요성을 객관적으로 평가하는 지표다. 반면 주파수의 양도와 임대 실태는 주파수의 소유권 또는 사용권의 거래 형태일 뿐, 그 주파수가 얼마나 효율적으로 이용되고 있는지를 판단하는 실적 기준이 아니다.

방송통신발전기본법 시행령에서 방송통신재난관리 의무를 지는 주요방송통신사업자는 기간통신사업자 가운데 회선 수가 50만 이상인 자 등이다. 따라서 20만·30만·40만은 이 기준에 해당하지 않는다.

안테나공급전력이 10와트를 초과하는 무선설비에 사용하는 전원회로에는 퓨즈 또는 자동차단기를 갖추어야 한다는 것이 관련 기준의 내용이다.

무선설비의 변조특성 및 안테나계 기술기준에서 반사손실을 최소화하는 것이 정합의 목적이다. 보기 3번은 "반사손실이 최대화"된다고 했으나, 이는 신호 손실을 증가시키므로 기술기준 요구사항에 어긋난다. 
보기 1번은 주파수 변조 시 최대주파수편이 범위 준수 요구로 정당하고, 2번은 최소 안테나이득 확보 조건으로 정당하며, 4번은 지향성 안정성 조건으로 정당하다. 정합이 제대로 이루어져야 전력 전달 효율이 극대화되고 반사손실이 최소화되므로, 반사손실을 최대화한다는 기술기준은 존재할 수 없다.