18년 1회차

전파정류기는 입력 정현파의 양(+)과 음(-) 반주기를 모두 정류하여 출력하므로, 출력파형은 입력 한 주기마다 두 개의 맥동이 나타난다.

따라서 60[Hz] 입력 정현파에 대한 전파정류 출력의 기본 주파수는 $2 \times 60 = 120[\mathrm{Hz}]$가 된다.

스위칭 정전압 회로는 제어소자를 포화·차단(온/오프) 상태로 스위칭시켜 동작하므로 전력손실이 적고 효율이 높다.

출력전압 제어는 스위칭 온/오프 시간의 비율, 즉 펄스폭변조(PWM) 방식으로 이루어지며, 스위칭으로 발생한 고주파 성분을 매끄러운 직류로 만들기 위해 저역통과필터(LC필터)를 사용한다.

따라서 고역통과필터를 사용한다는 설명은 실제 동작과 맞지 않는다.

베이스 접지(공통베이스) 회로의 차단주파수 $f_{\alpha}$와 이미터 접지(공통이미터) 차단주파수 $f_{\beta}$ 사이에는 $f_{\alpha} \approx (1+\beta) \cdot f_{\beta}$의 관계가 성립한다.

따라서 이미터 접지로 했을 때의 차단주파수는
$f_{\beta} = \dfrac{f_{\alpha}}{1+\beta} = \dfrac{50[\mathrm{MHz}]}{1+99} = \dfrac{50{,}000[\mathrm{kHz}]}{100} = 500[\mathrm{kHz}]$

이미터 접지의 차단주파수는 500[kHz]로 계산된다.

부궤환 증폭회로에서 출력 $V_o = A \cdot V_i$이고 입력은 $V_i = V_s - \beta V_o$로 궤환신호가 입력에서 감산되므로, 이를 정리하면 $V_o = A(V_s - \beta V_o)$에서 $V_o(1+A\beta) = AV_s$가 되어 궤환 증폭도는 $A_f = \dfrac{A}{1+A\beta}$이다. 분모가 $1-A\beta$인 경우는 정궤환에 해당하므로 제외되며, 부궤환에서는 분모의 부호가 +인 형태가 되어야 한다.

동상신호제거비(CMRR)는 차동이득과 동상이득의 비로 정의된다.

$\mathrm{CMRR} = \dfrac{A_d}{A_{cm}} = \dfrac{1{,}000}{0.1} = 10{,}000$

따라서 이 증폭기의 CMRR 값은 10,000이다.

연산증폭기의 반전 입력단과 출력 사이에 다이오드 D1이 궤환 소자로 연결되어 있다. 다이오드의 지수형 전류-전압 특성상 출력 전압 $V_o$는 입력 전류(입력 전압)의 로그(대수)에 비례하게 되므로, 이는 저항 대신 다이오드를 궤환 소자로 사용하는 대수 증폭기(log amplifier) 회로이다. 단순 정류나 피크검출과 달리 다이오드가 궤환 경로에 있어 비선형 로그 압축 특성을 얻는 것이 이 회로의 핵심이다.

정궤환 발진회로에서 $\beta A > 1$이면 루프이득이 1보다 커서 출력진폭이 계속 커지려는 방향으로 발진이 성장한다.

그러나 실제 증폭소자는 유한한 전원전압과 동작영역을 가지므로, 진폭이 일정 수준 이상 커지면 포화(클리핑)가 발생하여 파형의 정점 부분이 잘리는 현상이 나타난다.

수정발진회로는 수정편(크리스탈)의 기계적 공진 특성을 이용하므로 회로의 Q값이 매우 높고 온도·전원·부하 변동에 대한 안정도가 우수하다.

이 때문에 정밀하고 안정된 기준 주파수가 필요한 발진원으로 널리 사용된다.

최대 주파수 편이 $\Delta f$만으로 대역폭을 어림할 때는 주파수 변조파의 대역폭이 최대 주파수 편이의 약 2배로 근사된다.

$BW \approx 2\Delta f = 2 \times 80[\mathrm{kHz}] = 160[\mathrm{kHz}]$

따라서 대역폭은 약 160[kHz]이다.

PLL형 검파기는 입력신호에 위상동기루프(PLL)를 걸어, 전압제어발진기(VCO)가 입력 주파수를 추종하도록 만드는 VCO의 제어전압(제어신호)을 복조 출력으로 사용하는 방식이다.

즉 순시주파수 변화가 VCO 제어신호의 크기 변화로 직접 나타나므로, 이 제어신호를 이용해 원신호를 복원한다.

주파수변조(FM)는 변조신호의 크기에 따라 반송파의 주파수를 변화시키는 방식으로, 협대역 FM과 광대역 FM으로 나뉘며 반송파로는 연속적인 사인(또는 코사인) 함수를 사용한다.

그러나 FM은 변조신호와 반송파 사이의 관계가 비선형인 각변조 방식이므로, 선형 변조방식이라는 설명은 옳지 않다.

양자화 잡음을 줄이려면 양자화 비트수를 늘려 하나의 양자화 구간을 더 잘게 나누거나, 압신기(컴팬더)를 사용하거나, 진폭에 따라 스텝 간격을 다르게 하는 비선형화를 적용한다.

반대로 양자화 스텝수를 감소시키면 하나의 구간이 더 커져 양자화 오차가 오히려 증가하므로, 이는 잡음 경감 대책이 될 수 없다.

멀티바이브레이터는 두 개의 증폭단이 서로 번갈아 포화·차단 상태를 오가며 스위칭하는 회로로, 출력파형이 구형파(사각파) 형태로 나타나는 대표적인 발진기이다.

반면 수정발진기·플레이트동조발진기·다이네트론발진기는 공진회로를 이용해 정현파를 발생시키는 발진기이다.

출력은 양의 반주기 꼭대기가 V_B 높이에서 평평하게 잘리고, 음의 반주기는 그대로 남는 파형이다.

회로는 R을 직렬로 두고 다이오드와 전지 V_B의 직렬 가지를 출력에 병렬로 단 병렬형 클리퍼(제한기)다. 다이오드는 애노드가 출력쪽, 캐소드가 V_B의 + 극판쪽이므로 출력 전위가 V_B보다 높아지려는 순간, 즉 V_i > V_B일 때 순방향으로 도통한다.

도통하면 V_T=0 가정에 따라 출력이 전지 전압에 묶여 V_o = V_B가 되고, 남은 전압 V_i − V_B는 모두 R에 걸린다. 반대로 V_i < V_B인 구간에서는 다이오드가 차단되어 전류가 0이므로 R의 전압강하가 없어 V_o = V_i가 그대로 나타난다.

따라서 입력이 잘리지 않고 그대로 나오는 파형, 음의 반주기가 −V_B에서 잘리는 파형, 양·음 반주기가 모두 잘리는 파형은 이 회로의 동작과 맞지 않는다.

이 회로는 다이오드 AND 게이트 구조이다. 저항 R이 Vcc로 풀업되어 있고, 입력 A, B의 캐소드가 출력 Y에 연결되어 있으므로 입력 중 낮은 전압(0V)이 있으면 해당 다이오드가 도통되어 출력이 그 입력 전압으로 끌려간다. B=0[V]이므로 B에 연결된 다이오드가 순방향 도통되어 출력 Y는 B의 전압인 0[V]가 되며, V_T=0이므로 전압 강하도 없다.

회로의 출력은 $D=(A+\overline{B})+C$ 이다.

첫 번째 게이트는 두 입력이 모두 A로 묶인 NAND이므로 $\overline{A\cdot A}=\overline{A}$, 즉 인버터로 동작한다.

두 번째 NAND는 입력이 $\overline{A}$ 와 B이므로, 드모르간 정리에 의해 출력은 $\overline{\overline{A}\cdot B}=A+\overline{B}$ 가 된다.

이 출력과 C가 OR 게이트로 합쳐지므로 최종 출력은 $D=(A+\overline{B})+C$ 이다.

• $(\overline{A}+B)\cdot C$ — 드모르간을 적용하지 않아 보수가 A에 남아 있고, 마지막을 OR가 아닌 AND로 묶은 식이다.
• $(\overline{A}+\overline{B})+C$ — A에도 보수를 붙여 버린 식이다.
• $(A+B)+\overline{C}$ — 보수가 B가 아니라 C에 붙은 식이다.

두 NAND의 출력이 서로 상대편 입력으로 교차 되먹임된 NAND형 SR 래치이므로, A=B=0이면 X₁=1, X₂=1이 된다.

NAND는 입력 중 하나라도 0이면 나머지 입력값과 관계없이 출력이 1이다. 위쪽 NAND에는 A=0이, 아래쪽 NAND에는 B=0이 들어가므로 되먹임되는 값이 무엇이든 두 출력 모두 1로 확정된다.

이 상태는 액티브 로우 입력이 동시에 활성화된 금지(부정) 상태로, 두 출력이 서로 보수여야 한다는 래치의 전제가 깨진다. 이후 두 입력이 동시에 1로 되돌아가면 다음 상태를 예측할 수 없어 실제 설계에서는 이 조합을 피한다.

플립플롭 1개는 2가지 상태(0 또는 1)를 가지므로, $n$개의 플립플롭으로 구성된 계수기가 가질 수 있는 최대 2진 상태 수는 $2^{n}$가지이다.

플립플롭이 6개이면 $2^{6} = 64$가지이므로, 최대 상태 수는 64개이다.

전가산기(Full Adder)는 두 개의 입력 비트뿐 아니라 아랫자리에서 올라오는 자리올림(캐리)까지 함께 더해, 해당 자리의 2진수 덧셈을 자리올림까지 포함하여 완전하게 수행하는 회로이다.

이는 자리올림 입력을 받지 못하는 반가산기(Half Adder)와 구분되는 특징이다.

특정 비트의 값을 무조건 0으로 만들려면, 그 비트 위치만 0이고 나머지는 1인 마스크와 AND 연산을 수행하는 마스크(Mask) 연산을 사용한다.

• XOR 연산은 입력값에 따라 비트를 반전시키는 연산이지 무조건 0으로 만드는 연산이 아니다.
• 선택적-세트 연산은 특정 비트를 무조건 1로 만드는 연산이다.
• 선택적-보수 연산은 특정 비트를 반전(보수)시키는 연산이다.

입력 m(t)를 적분한 신호 g(t)를 반송파와 곱하고 이를 반송파 성분에 더하는 구조는, 위상변조 신호를 적분기로 미리 처리하여 좁은 주파수 편이의 협대역 신호를 얻는 NBFM(협대역 주파수변조)의 대표적인 결선도이다. 따라서 90° 위상천이된 반송파와 −A sin2πf_ct, 그리고 A cos2πf_ct를 이용해 위상 변조된 신호를 합성하는 이 블록도는 NBFM을 나타낸다.

• Narrow Band PM: 적분기 없이 m(t)를 그대로 곱해 합성하는 구조이므로 그림과 다르다.
• DSB-TC, VSB: 곱셈 후 반송파를 더하는 형태가 아니라 대역 전체 또는 일부 측파대 전송 구조라 해당하지 않는다.

직접 FM 변조는 발진회로의 리액턴스 성분(정전용량 또는 인덕턴스)을 변조신호로 직접 변화시켜 반송파 주파수를 바꾸는 방식으로, 콘덴서 마이크로폰을 이용한 변조, 가변용량다이오드(바랙터)를 이용한 변조, 리액턴스관 변조가 이에 해당한다.

암스트롱 변조는 위상변조를 먼저 수행한 뒤 주파수체배를 거쳐 FM을 얻는 간접 FM 방식이므로 직접 FM 변조에 해당하지 않는다.

주파수변조파의 점유주파수대폭은 최대주파수편이와 변조신호 주파수를 이용한 칼슨의 법칙으로 근사할 수 있다.

$BW = 2(\Delta f + f_m) = 2(76[\mathrm{kHz}] + 6[\mathrm{kHz}]) = 2 \times 82[\mathrm{kHz}] = 164[\mathrm{kHz}]$

따라서 점유주파수대폭은 164[kHz]이다.

2진(2-level) ASK는 한 심볼당 1비트를 전송하므로, 보(baud) 속도는 비트 전송속도와 같다.

전송속도가 1,200[bps]이므로 보 속도도 1,200[baud/초]가 된다.

기저대역 필터는 송신 전 신호의 대역폭을 정해진 범위로 제한하여 인접 채널 간섭을 막는 동시에, 나이퀴스트 펄스 정형을 통해 심볼간 간섭(ISI)을 제거하기 위해 사용된다.

대역제한과 심볼간 간섭 제거는 서로 무관한 목적이 아니라, 기저대역 필터 설계에서 함께 고려되는 목적이다.

OFDM은 다수의 반송파가 직교성을 갖도록 배치하여 서로 겹쳐도 간섭 없이 분리할 수 있는 시스템으로, 이 직교성 덕분에 부반송파 간에 별도의 보호대역이 필요 없다.

또한 송수신단에서 IFFT/FFT를 이용해 다수의 반송파를 한 번에 변복조할 수 있어 구현이 비교적 간단하며, 주파수 선택성 페이딩이나 협대역 간섭에도 강인한 특성을 가진다.

따라서 부반송파 분리를 위해 보호대역이 필요하다는 설명은 OFDM의 특징과 맞지 않는다.

FSK는 정보에 따라 반송파의 순시주파수를 바꾸는 방식으로, 진폭이 일정해 채널의 진폭변화(페이딩 등)에 덜 민감하며, 서로 다른 두 주파수를 갖는 두 개의 On/Off Keying(OOK) 신호의 합으로도 볼 수 있다.

그러나 FSK는 두 개의 서로 다른 반송파 주파수를 오가며 정보를 전달하기 때문에, 동일한 반송파 하나만 사용하는 ASK나 PSK보다 대역폭이 더 넓은 편이다.

따라서 FSK의 대역폭이 ASK나 PSK보다 좁다는 설명은 옳지 않다.

아이패턴에서 눈이 가장 크게 열리는 순간은 인접 심볼 간 간섭(ISI)과 잡음의 영향이 가장 적어, 인접한 두 진폭 레벨이 서로 가장 멀리 떨어져 있는 지점이다.

따라서 이 순간에 표본화(샘플링)를 수행하면 오류 확률이 가장 낮아져 최적의 표본화 시점이 된다.

이상적인 나이퀴스트 대역에서 $M$진 변조의 대역폭 효율은 $\log_{2} M \ [\mathrm{bps/Hz}]$로 주어진다.

16진 QAM은 $M=16$이므로 $\log_{2} 16 = 4[\mathrm{bps/Hz}]$가 된다.

VOR, DME, ILS는 모두 항공기가 자신의 위치·거리·활주로 진입경로를 파악하도록 돕는 무선항법장치이다.

반면 NBDP(협대역직접인쇄전신)는 문자정보를 주고받는 통신 방식으로, 위치나 항로를 알려주는 항법장치가 아니다.

축전지가 충전을 거의 마쳐갈 무렵에는 전해액 속 물이 전기분해되면서 가스(기포)가 발생하는 현상이 나타나며, 이는 충전이 종료 단계에 이르렀음을 나타내는 대표적인 징후이다.

이때 단자전압과 전해액의 비중은 상승하고 전해액의 온도도 올라가는 방향으로 변화하므로, 전압이 하강하거나 비중·온도가 낮아진다는 설명은 충전 종료 시의 상태와 맞지 않는다.

수전설비는 외부 전력을 받아들여 배전하는 데 쓰이는 전력기기로, 유입개폐기·단로기·자동전압조정기 등이 이에 해당한다.

반면 비교기는 두 입력 신호의 크기를 비교하는 전자회로 소자로, 전력을 개폐·변환하는 수전설비 구성기기에 해당하지 않는다.

맥동률(리플률)은 직류 출력전압에 대한 리플전압의 비율로 계산되며, 이 정류회로의 맥동률은 1[%]이다.

맥동률은 $\dfrac{V_{ripple}}{V_{dc}} \times 100$ 로 구하며, 리플전압 2[V]를 직류전압 200[V]로 나누면 $\dfrac{2}{200} \times 100 = 1[\%]$ 가 된다.

맥동률은 정류된 출력에 남아 있는 교류분의 비율을 나타내므로 값이 작을수록 평활 특성이 좋은 직류에 가깝다.

태양광 발전시스템에서 DC 전기를 그대로 사용할 때는 태양전지모듈과 축전지가 필요하며, 교류 부하를 사용하지 않으므로 인버터도 필요하지 않다. 역류방지 다이오드는 축전지의 전류가 태양전지모듈 쪽으로 흐르는 것을 막는 보호용 자재이므로 필요하다. 따라서 필요치 않은 자재는 인버터이다.

싱크로스코프 설명 중 틀린 것은 소인시간이 입력신호의 반복주기에 비례하여 설정된다는 설명이다.

싱크로스코프는 입력신호 자체로 소인(sweep)을 기동시키는 트리거 소인 방식의 오실로스코프이므로, 소인시간은 입력신호의 반복주기에 묶이지 않고 관측에 필요한 값으로 임의로 설정할 수 있다.

소인시간을 자유롭게 정할 수 있기 때문에 파형의 일부 구간만 확대해 보거나, 반복되지 않는 단발 현상·비주기성 파형, 높은 주파수 성분을 포함한 파형까지 정지된 화면으로 관측할 수 있다. 소인시간이 반복주기에 비례해 정해진다면 이러한 관측 자체가 불가능하다.

수신기의 안정도는 국부 발진기의 주파수 안정도에 의해 좌우된다.

슈퍼헤테로다인 수신기는 수신 주파수를 국부발진 주파수와 혼합하여 중간주파수로 변환하는데, 국부발진기의 주파수가 흔들리면 변환된 중간주파수도 함께 흔들려 수신 전체의 동조·복조 성능이 불안정해진다.

따라서 동조회로나 고주파 증폭기, 검파기보다 국부발진기의 주파수 안정도가 수신기 전체 안정도를 결정하는 핵심 요소가 된다.

AM 송신기의 신호대잡음비(S/N) 측정에는 전력계가 필요하지 않다.

측정 절차는 저주파 발진기로 변조신호를 가하고 감쇠기로 신호 레벨을 조정한 뒤, 직선검파기로 복조하여 그 출력의 신호분과 잡음분의 비를 구하는 방식이다.

이 과정은 전압(레벨) 비교로 이루어지므로 송신 전력 자체를 측정하는 전력계는 이 측정 항목에는 쓰이지 않는다.

급전선의 인덕턴스는 $L = \dfrac{Z_o}{v}$ 로 구해진다.

급전선(전송선)의 특성임피던스와 전파속도는 각각 $Z_o = \sqrt{\dfrac{L}{C}}$, $v = \dfrac{1}{\sqrt{LC}}$ 로 나타낼 수 있다.

두 식을 나누면 $\dfrac{Z_o}{v} = \sqrt{\dfrac{L}{C}} \times \sqrt{LC} = L$ 이 되어, 인덕턴스는 특성임피던스를 전파속도로 나눈 값과 같다.

UPS(무정전전원장치)의 구성요소가 아닌 것은 쵸퍼부이다.

일반적인 UPS는 정류기(컨버터)로 상용 교류를 직류로 바꾸고 축전지에 저장한 뒤, 인버터부에서 다시 교류로 변환해 부하에 공급하며, 상용전원과 인버터 출력을 전환하는 동기절체 스위치부를 갖춘다.

쵸퍼(Chopper)는 직류를 다른 직류전압으로 바꾸는 DC-DC 변환 회로로, UPS의 표준 구성요소로 분류되지 않는다.

전파의 속도는 매질의 유전율과 투자율에 따라 달라진다.

매질 내 전자파의 전파속도는 $v = \dfrac{1}{\sqrt{\varepsilon \mu}}$ 로 표현되며, 여기서 $\varepsilon$은 유전율, $\mu$는 투자율이다.

점도·밀도는 전자파의 전파와 무관한 역학적 성질이고, 도전율은 매질에서의 손실(감쇠) 크기를 좌우하는 양이다. 전파속도 자체를 정하는 것은 매질의 전자기적 성질인 유전율과 투자율이다.

TEM파는 전파 진행방향으로 전계·자계 성분이 모두 존재하지 않는 파동이다.

TEM(Transverse Electromagnetic)파는 이름 그대로 전계와 자계가 모두 진행방향에 수직(횡방향)으로만 존재하는 횡파이며, 진행방향 성분은 전계·자계 모두 0이다.

따라서 진행방향에 전계나 자계 중 하나만 존재한다거나 둘 다 존재한다는 설명은 TEM파의 정의와 맞지 않는다. 참고로 진행방향에 자계 성분만 있으면 TE파, 전계 성분만 있으면 TM파로 구분한다.

자유공간에서 평균 전력밀도는 포인팅 벡터의 시간평균으로 P=\frac{1}{2}EH로 표현된다. 자유공간의 고유 임피던스가 일정하므로 전계와 자계의 곱에 1/2를 곱한 식인 4번이 옳다.

무손실 전송선로는 저항과 누설 컨덕턴스가 0이므로 특성 임피던스는 $Z_0=\sqrt{\frac{L}{C}}$이다. 따라서 인덕턴스 L과 정전용량 C의 비의 제곱근으로 나타낸 식인 1번이 해당한다.

이 급전선의 전압반사계수는 0.40이다.

전압반사계수의 크기는 $|\Gamma| = \sqrt{\dfrac{P_{ref}}{P_{in}}}$ 로 구하며, 반사전력 8[W]를 입력전력 50[W]로 나누면 $\dfrac{8}{50} = 0.16$ 이 된다.

전력비는 반사계수의 제곱에 해당하므로 제곱근을 취하면 $\sqrt{0.16} = 0.4$ 가 되어 반사계수는 0.40이다. 전력비인 0.16을 그대로 답으로 고르지 않도록 주의한다.

동축 급전선로는 내부·외부 도체 구조상 불평형 회로이고, 다이폴 안테나는 평형 회로이다. 이렇게 서로 다른 평형 상태의 회로를 직접 연결하면 전류가 흘러 송수신 성능이 떨어지므로, 두 회로 사이에 불평형을 평형으로(또는 그 반대로) 변환해주는 발룬(Balun)을 삽입하여 정합시킨다.

방향성 결합기로는 위상차를 측정할 수 없다.

방향성 결합기는 진행파와 반사파의 전력 일부를 각각 분리해 출력하는 소자로, 전력계와 함께 사용하면 이 전력값으로부터 정재파비, 반사계수, 결합기 자체의 방향성(지향특성)을 구할 수 있다.

그러나 위상차는 전력(진폭) 정보만으로는 얻을 수 없어, 별도의 위상 측정 장비 없이는 방향성 결합기만으로 측정할 수 없다.

도파관의 임피던스 정합방법에 해당하지 않는 것은 다이플렉서에 의한 정합이다.

도체봉(스크류)이나 창(아이리스)은 도파관 내부에 리액턴스 성분을 삽입해 반사를 상쇄시키는 대표적인 임피던스 정합 수단이며, 아이솔레이터는 반사파를 흡수해 발생원 쪽에서 본 부하를 정합 상태에 가깝게 만드는 데 활용된다.

반면 다이플렉서는 서로 다른 주파수의 신호를 하나의 전송로로 합치거나 분리하는 주파수 분배용 소자로, 임피던스 정합과는 기능이 다르다.

등방성안테나를 기준으로 나타낸 이득을 절대이득이라 한다.

안테나 이득은 비교 기준에 따라 이름이 달라지는데, 모든 방향으로 균일하게 복사하는 가상의 등방성(무지향성) 안테나를 기준으로 삼은 값이 절대이득이며, 흔히 dBi로 표시한다.

반파장 다이폴을 기준으로 한 상대이득(dBd), 지면 위 실제 설치 조건을 반영한 지상이득과는 기준점이 다르다.

이 조건에서 최대 복사방향의 전계강도는 약 1.2[mV/m]이다.

반파장 안테나의 최대 복사방향 전계강도는 $E = \dfrac{60 I}{r}$ (I: 안테나 전류[A], r: 거리[m])로 구할 수 있다.

전류 10[A], 거리 500[km]=500,000[m]을 대입하면 $E = \dfrac{60 \times 10}{500000} = 1.2 \times 10^{-3}\,\mathrm{V/m} = 1.2\,\mathrm{mV/m}$ 이다. 거리 단위를 [km]인 채로 대입하지 않도록 주의한다.

이 조건에서 안테나에 유기되는 최대 유기기전력은 약 4.8[V]이다.

사용주파수 1[MHz]에서 파장은 $\lambda = \dfrac{c}{f} = \dfrac{3\times10^{8}}{1\times10^{6}} = 300\,\mathrm{m}$ 이며, 안테나 길이 75[m]는 정확히 $\lambda/4$에 해당하는 접지형 수직안테나이다.

$\lambda/4$ 수직안테나의 실효고는 $h_e = \dfrac{\lambda}{2\pi} = \dfrac{300}{2\pi} \approx 47.7\,\mathrm{m}$ 이며, 유기기전력은 $V = E \times h_e = 0.1\,\mathrm{V/m} \times 47.7\,\mathrm{m} \approx 4.8\,\mathrm{V}$ 로 계산된다.

야간오차(야간효과)를 줄이는 데 유리한 안테나는 애드콕 안테나이다.

루프 안테나로 방향탐지를 할 때는 야간에 전리층 반사파의 수평 편파 성분이 루프의 수평 도체에 유기되어 지시 방위에 오차(야간효과)가 커지는 문제가 있다.

애드콕 안테나는 수직 소자 쌍만으로 방위를 구하는 구조여서 수평 편파 성분의 영향을 거의 받지 않아 야간오차 경감에 유리하다.

페이즈드 어레이 안테나에서 각 소자의 급전 위상을 조정하면 복사패턴의 방향(빔 방향)을 바꿀 수 있다.

배열 안테나의 복사패턴은 각 소자에서 나온 파의 간섭으로 형성되며, 각 소자 간 위상차를 바꾸면 보강간섭이 일어나는 방향, 즉 주빔의 지향방향이 이동한다.

이러한 원리로 안테나를 물리적으로 회전시키지 않고도 빔을 전자적으로 조향(스캔)할 수 있으며, 복사전력의 크기나 급전선의 정재파비·정합 상태를 개선하기 위한 조작은 아니다.

지선망의 각 분구에 안테나 전류를 똑같이 흘려 기저부 밀집을 피하고 접지저항을 낮추는 방식은 다중접지이다.

접지 전류가 급전점(기저부) 부근 한곳에 집중되면 그 부분의 저항 손실이 커지므로, 지선망을 여러 분구로 나누어 전류를 균등하게 분담시키면 국부적인 전류 밀집을 피하고 전체 접지저항을 효과적으로 낮출 수 있다.

심굴접지는 땅을 깊게 파서 대지저항률이 낮은 층에 접지하는 방식, 방사상접지는 기저부에서 지선을 방사상으로 뻗어 매설하는 방식, 가상접지(카운터포이즈)는 대지 위에 도선망을 띄워 정전결합으로 접지면을 대신하는 방식으로, 전류를 분구별로 균등 분배한다는 설명과는 성격이 다르다.

지표파가 진행할 때 감쇠가 적은 순서는 해면 → 평지 → 산악 → 도심지 순이다.

지표면을 따라 전파되는 지표파의 감쇠는 대지의 도전율(전기 전도도)이 클수록 작아지는데, 바닷물은 도전율이 매우 높아 감쇠가 가장 적다.

반대로 콘크리트·건물이 밀집한 도심지는 도전율이 낮고 구조물에 의한 흡수·산란까지 더해져 감쇠가 가장 크며, 평지와 산악은 그 중간에 해당한다.

신틸레이션 페이딩에 대한 설명 중 틀린 것은 평균 레벨이 심하게 변동한다는 부분이다.

신틸레이션 페이딩은 대기 중 기류(와류)에 의해 생긴 산란파가 직접파와 간섭을 일으켜 생기는 현상으로, 대류가 활발한 여름철에 더 자주 나타난다.

이 페이딩은 수신 전계강도의 평균 레벨 자체는 비교적 안정적으로 유지된 채 그 주변에서 빠르고 작은 폭의 변동이 반복되는 형태이며, 변동 폭이 작고 빠르기 때문에 AGC로 어느 정도 억제할 수 있다.

높이가 지상 약 100[km]이고 발생 지역·시간이 불규칙한 전리층은 Es층(스포라딕 E층)이다.

D층·F1층·F2층은 태양 활동에 따라 출현 시각과 고도가 비교적 규칙적으로 변하는 전리층인 반면, 스포라딕 E층은 보통의 E층과 비슷한 약 100[km] 고도에 반점(산발) 형태로 불규칙하게 발생해 나타나는 시각과 장소를 예측하기 어렵다.

전자밀도가 국부적으로 매우 높아 평소에는 전리층을 통과해 버리는 초단파(VHF)까지 반사시켜 이상 전파 현상을 일으키기도 한다.

인공잡음 설명 중 틀린 것은 컴퓨터 클럭펄스 잡음의 스펙트럼에 관한 부분이다.

클럭펄스와 같은 구형파성 신호는 기본파뿐 아니라 다수의 고조파 성분을 함께 포함하는 것이 특징이며, 이 고조파들이 넓은 주파수 대역에 걸쳐 잡음원이 된다.

자동차 점화장치·정류자 모터의 잡음이 넓은 대역에 걸쳐 나타난다는 점과, 코로나 방전 잡음이 주로 중파대 라디오 방송에 영향을 준다는 설명은 모두 실제와 맞는 내용이다.

공전잡음의 종류에 속하지 않는 것은 산탄(Shot)잡음이다.

공전잡음은 뇌방전 등 대기 현상에서 비롯되는 외부 잡음으로, 클릭음·그라인더음·히싱음과 같은 형태로 나타난다.

산탄잡음은 진공관이나 반도체 소자 내부에서 전자·정공이 불연속적·불규칙하게 이동하면서 생기는 소자 내부 잡음이어서, 대기 현상에 의한 공전잡음과는 발생 원인이 다르다.

잡음 방해 개선 방법으로 틀린 것은 수신 전력을 감소시킨다는 항목이다.

잡음 대책의 목표는 신호대잡음비(S/N)를 높이는 것으로, 전원측 필터·진폭제한기 적용, 수신 대역폭 축소, 내부잡음 감소는 모두 잡음 성분을 줄이거나 신호 대비 잡음 비율을 개선하는 방향의 조치다.

반대로 수신 전력 자체를 줄이면 신호 레벨이 낮아져 S/N이 오히려 나빠지므로, 잡음 방해를 개선하는 방법이 될 수 없다.

다단 증폭시스템의 종합 잡음지수는 전치 증폭기(초단 증폭기)를 개선하는 것이 가장 효과적이다.

프리스(Friis)의 잡음지수 공식에 따르면 다단 증폭기의 종합 잡음지수는 $F = F_1 + \dfrac{F_2 - 1}{G_1} + \dfrac{F_3 - 1}{G_1 G_2} + \cdots$ 형태로, 뒷단의 잡음지수는 앞단의 이득으로 나누어져 영향이 줄어들기 때문에 초단의 잡음지수와 이득이 전체를 좌우한다.

따라서 자동이득조절기·대역통과필터·검파기 같은 후단 요소보다, 낮은 잡음지수의 전치 증폭기를 사용하는 것이 전체 잡음지수 개선에 가장 효과적이다.

이 GSM 시스템의 전송률은 208[kbps]이다.

한 멀티프레임은 26개 프레임 × 8개 슬롯으로 구성되고 슬롯당 150비트를 전송하므로, 멀티프레임 전체 전송 비트 수는 $26 \times 8 \times 150 = 31{,}200\,\mathrm{bit}$ 이다.

이를 멀티프레임 전송시간 150[ms]=0.15[s]로 나누면 $\dfrac{31200}{0.15} = 208{,}000\,\mathrm{bps} = 208\,\mathrm{kbps}$ 가 된다.

슈퍼헤테로다인 수신방식의 장점이 아닌 것은 주파수 변환에 따른 혼신·잡음이 적다는 설명이다.

슈퍼헤테로다인 방식은 수신 주파수를 중간주파수로 변환해 증폭하므로 특정 주파수에 대한 선택도를 높일 수 있고, 중간주파단이 고정 대역이라 수신 주파수가 달라져도 감도·선택도가 거의 일정하며, 이득을 크게 하면서도 출력이 안정적이라는 장점이 있다.

반면 주파수 변환 과정 자체는 영상주파수(image frequency) 혼신이나 국부발진기의 고조파에 의한 혼신 등 추가적인 혼신·잡음 요인을 발생시키므로, 혼신과 잡음이 적다는 설명은 이 방식의 실제 특성과 맞지 않는다.

이 DSSS 시스템의 처리이득은 약 9[dB]이다.

처리이득은 확산에 사용한 PN 코드 길이(칩 수) N을 이용해 $G_p = 10\log_{10} N$ 로 구한다.

한 비트당 코드 길이가 8이므로 $G_p = 10\log_{10} 8 \approx 9.03\,\mathrm{dB}$ 로 약 9[dB]에 해당한다.

송신은 수평편파, 수신은 수직편파로 편파가 서로 어긋나면 이득이 크게 줄어 통신에 지장을 줄 수 있다.

안테나는 송신·수신 편파가 일치할 때 최대 이득으로 신호를 주고받도록 설계되며, 두 편파가 서로 직교(수평 vs 수직)하면 이론적으로 수신 신호가 거의 사라질 정도로 큰 편파 손실(교차편파 손실)이 발생한다.

따라서 마이크로웨이브 고정통신에서 송수신 편파를 다르게 맞추면 통신 자체가 성립하지 않을 수 있을 만큼 이득이 저하된다.

GPS 측위오차에 해당하지 않는 것은 C/A 코드 오차이다.

C/A(Coarse Acquisition) 코드는 민간용 GPS 수신기가 위성과의 거리를 측정하는 데 쓰는 측거용 코드 자체를 가리키는 것으로, 오차 요인이 아니라 측위에 사용하는 신호 방식을 의미한다.

이에 비해 위성 궤도·시계 등 구조적 요인에 의한 거리오차, 위성 배치에 따른 기하학적 오차(DOP), 선택적 이용성(SA)에 의한 오차는 실제로 GPS 측위 정확도를 저하시키는 대표적인 오차 요인으로 꼽힌다.

하드 핸드오프 종류에 속하지 않는 것은 소프터(Softer)간 핸드오프이다.

소프터 핸드오프는 같은 기지국 내 서로 다른 섹터 사이에서 신호를 결합해 전환하는 방식으로, 소프트 핸드오프 계열에 속해 순간적인 끊김 없이 이루어진다.

반면 교환기(MSC)간 핸드오프, 프레임 옵셋 변경에 의한 핸드오프, 더미 파일럿을 이용한 이종 시스템 간 핸드오프는 통화 채널을 일시적으로 끊었다가 다시 연결하는 하드 핸드오프 방식에 해당한다.

다중경로 페이딩을 줄이는 기법에 해당하지 않는 것은 전력제어 기술이다.

MIMO는 여러 안테나로 공간 다이버시티를 얻고, 적응 등화기는 다중경로로 인한 심볼 간 간섭을 보상하며, 확산대역 기술은 레이크(RAKE) 수신 등으로 다중경로 성분을 오히려 활용해 페이딩 영향을 줄이는 대표적인 다중경로 대응 기법이다.

전력제어는 원근문제(near-far)나 간섭 관리, 단말 배터리 효율을 위한 기술로, 다중경로 페이딩 자체를 완화하는 목적의 기법은 아니다.

국내 지상파 HDTV 표준방식인 ATSC의 변조방식은 8-VSB이다.

ATSC는 잔류측파대(VSB) 변조 중에서도 8레벨 진폭을 사용하는 8-VSB 방식을 채택하고 있다. 단순히 VSB라고만 하면 아날로그 TV 영상 변조를 포함한 넓은 범주를 가리켜 레벨 수가 특정되지 않으므로, ATSC 규격의 변조방식으로는 8-VSB가 정확한 표현이다.

QAM은 주로 케이블 TV에, OFDM은 유럽식 DVB-T 계열 지상파 방송에 쓰이는 방식으로 ATSC와 구분된다.

베이스밴드(Baseband) 방식의 특징은 원래 신호를 변조하지 않고 그대로 전송한다는 점이다.

베이스밴드 전송은 디지털 신호를 변조 과정 없이 그 원래 형태(펄스)로 전송로에 실어 보내는 방식으로, 한 회선에는 한 번에 하나의 신호만 실을 수 있다.

이에 비해 주파수분할다중화(FDM)로 여러 신호를 한 회선에 동시에 실어 보내거나 통신경로를 여러 주파수대역으로 나누어 쓰는 것은 신호를 변조해 전송하는 브로드밴드(Broadband) 방식의 특징이다.

블루투스 설명 중 틀린 것은 물리계층 변조방식을 16QAM이라 한 부분이다.

블루투스의 기본 물리계층(기본 전송속도)은 GFSK 변조를 사용하며, 향상된 전송속도(EDR)에서는 π/4-DQPSK나 8DPSK를 추가로 사용할 뿐 16QAM은 사용하지 않는다.

2.4[GHz] ISM 대역에서 동작하는 근거리 양방향 통신이라는 점과, IEEE 802.11b와의 주파수 충돌을 줄이기 위해 AFH(적응형 주파수 호핑)를 사용할 수 있다는 설명은 모두 실제 블루투스 특성과 일치한다.

프로토콜 표준화는 특정 시스템에 국한하지 않고 다양한 통신망에 광범위하게 적용될 수 있는 개방적·포괄적 표준을 지향하는 것이 핵심 목표이다. 따라서 부분적이고 개별적인 표준화에 역점을 둔다는 설명은 표준화의 기본 취지와 어긋난다.

• 대폭적인 개방성 추구는 표준화의 기본 방향과 일치한다.
• 광범위한 통신망과의 적응성 확보 역시 표준화 목적에 부합한다.
• ITU-T의 X.200계열 권고안이 OSI 참조모델과 동일한 내용을 규정하고 있는 것도 사실이다.

BSC(Binary Synchronous Communication)는 정지-대기(Stop-and-Wait) ARQ 방식을 사용하는 문자 지향형 프로토콜로, 연속적 ARQ 방식은 사용할 수 없다.

문자 방식 프로토콜이라는 점, 반이중 위주로 동작해 전이중이 어렵다는 점, ASCII·EBCDIC 등 사용 코드에 제한이 있다는 점은 모두 BSC의 실제 특성과 일치한다.

전송계층(Transport Layer)은 종단 대 종단(End-to-End) 간의 흐름제어·오류제어와 연결제어, 메시지의 분할·재조립을 담당한다.

반면 응용 프로세스 간의 대화 단위와 대화 방식을 결정하는 기능은 세션계층(Session Layer)의 역할이므로 전송계층 기능에 해당하지 않는다.

데이터링크 계층은 인접한 노드 간, 즉 노드 대 노드(Node-to-Node) 구간에서 오류제어·흐름제어를 수행하며 데이터를 전달하는 역할을 한다.

경로설정(라우팅)은 네트워크 계층의 기능이므로 데이터링크 계층의 역할에 해당하지 않는다.

이동노드가 Foreign Link에 접속했을 때, 해당 이동노드를 관리하기 위해 임시로 배정하는 주소가 의탁주소(COA, Care-of Address)이다.

터널링은 홈 에이전트가 패킷을 의탁주소로 전달하는 방식이고, 바인딩은 홈주소와 의탁주소를 등록하는 절차이며, 홈 에이전트는 이동노드의 홈 네트워크에서 이를 관리하는 개체이므로 임시주소 자체를 가리키지 않는다.

기지국 통화량을 분산시키는 방법은 커버리지를 조정하거나 기지국을 재배치·증설하여 트래픽을 여러 셀에 나누어 담당하도록 하는 것이 핵심이다.

• 섹터간·인접 셀간 커버리지 조정은 인접 구역으로 트래픽을 재분배하는 대표적 방법이다.
• 기지국 이설 및 추가는 용량 자체를 늘려 트래픽을 분산시키는 방법이다.

단순히 출력신호를 감소시키는 것은 통화 품질과 커버리지를 축소시킬 뿐 체계적인 통화량 분산 방법으로 보기 어렵다.

종속 접속된 증폭기의 종합잡음지수는 프리스(Friis) 식 $F = F_1 + \dfrac{F_2 - 1}{G_1}$로 구하며, 이때 잡음지수와 이득은 dB가 아니라 배율(진수)로 환산해 대입해야 한다.

$F_1 = 10^{0.8} \fallingdotseq 6.31$, $F_2 = 10^{1.2} \fallingdotseq 15.85$, $G_1 = 10$이므로

$F = 6.31 + \dfrac{15.85 - 1}{10} \fallingdotseq 7.79$

이를 dB로 되돌리면 $10\log_{10} 7.79 \fallingdotseq 8.92\,[\mathrm{dB}]$로, 보기 중 이에 가장 가까운 값은 9.1[dB]이다.

2단의 잡음지수가 1단의 이득으로 나누어져 반영되므로, 앞단 증폭기의 잡음지수와 이득이 전체 잡음 성능을 좌우한다는 점이 이 식의 핵심이다.

무선통신용 안테나를 선정할 때는 급전선과 안테나 사이의 임피던스 정합이 잘 이루어져 정재파비(VSWR)가 1에 가깝게 작아야 반사손실이 줄고 전력 전달 효율이 높아진다.

전후방비가 크고 직진성이 좋아야 원하는 방향으로 전파를 집중시킬 수 있고, 급전선 계통의 손실과 안테나 결합손실이 작아야 실제 방사전력 손실이 줄어드는 것도 안테나 선정의 중요한 검토사항이다.

EIRP는 반파장 다이폴 기준의 ERP보다 2.15 dB 높으므로, $\mathrm{ERP}=\mathrm{EIRP}-2.15=3.28-2.15=1.13\ \mathrm{dB}$이다. 따라서 제시된 보기의 5.43 dB와 일치하지 않아, 주어진 정답 및 문항 수치에는 오류가 있다.

DMA(Direct Memory Access)는 CPU의 개입 없이 메모리와 주변장치 사이에서 직접 데이터를 주고받을 수 있게 해주는 방식이다.

인터럽트는 CPU가 이를 인지하고 처리 루틴을 실행해야 하고, 스풀링과 버퍼링도 CPU나 운영체제의 관리 하에 이루어지는 방식이므로 CPU 개입이 없는 전송 방식과는 구분된다.

SRAM(Static RAM)은 플립플롭 회로로 하나의 비트를 저장하는 메모리로, 전원이 공급되는 한 별도의 리프레시 없이 데이터를 유지한다.

DRAM은 커패시터에 전하를 저장하는 방식이라 주기적인 재충전(리프레시)이 필요하고, ROM은 읽기전용 저장소, BIOS는 이를 활용한 펌웨어 프로그램이므로 플립플롭 기반 메모리와는 다르다.

5자리 10의 보수는 $100000-593=99407$로 구해진다.

593을 12비트 이진수로 표현하면 $001001010001$이며, 이를 반전한 뒤 1을 더하는 2의 보수 절차를 거치면 $110110101111$이 된다.

먼저 들어온 데이터가 먼저 나가는(FIFO, First-In First-Out) 구조는 큐(Queue)이다.

스택은 나중에 들어온 데이터가 먼저 나가는 LIFO 구조이고, 리스트와 트리는 삽입·삭제 순서에 따른 출력 순서를 강제하는 자료구조가 아니므로 이 정의에 해당하지 않는다.

가용 공간 리스트를 전부 탐색하여 요구 크기보다 크면서 그 차이가 가장 작은 블록을 찾아 할당하는 방식이 최적적합(Best-Fit)이다.

최초적합은 리스트를 처음부터 탐색하다 처음 만나는 적합 블록에 즉시 할당하는 방식이고, 최악적합은 반대로 차이가 가장 큰 블록에 할당하는 방식이므로 차이가 가장 작은 블록을 찾는 조건과는 구별된다.

분산 처리 시스템은 여러 컴퓨터에 업무를 나누어 처리량을 높이고 점진적인 확장이 쉬운 구조이지만, 여러 지점에 데이터와 처리가 흩어져 있어 보안 관리 지점이 늘어나므로 오히려 보안성 확보가 더 어려운 편이다.

따라서 보안성이 매우 높다는 설명은 분산 처리 시스템의 일반적 특성과 맞지 않는다.

원시 프로그램을 컴파일러나 어셈블러로 번역하여 기계어로 만든 프로그램을 목적 프로그램(Object Program)이라 한다.

원시 프로그램은 번역되기 전의 프로그램이고, 컴파일러는 번역을 수행하는 도구, 로더는 목적 프로그램을 메모리에 적재하는 프로그램이므로 기계어로 번역된 결과물 자체를 가리키지 않는다.

운영체제의 프로그램은 크게 시스템 자원과 작업 흐름을 관리하는 제어 프로그램과, 사용자 프로그램을 처리하는 처리 프로그램으로 나뉜다. 데이터 관리 프로그램은 파일과 데이터를 관리하는 제어 프로그램의 한 종류이다.

어셈블러·컴파일러는 언어 번역기, 서브루틴은 프로그램 실행을 지원하는 처리 프로그램 계열에 속하므로 제어 프로그램으로 분류되지 않는다.

레지스터는 프로세서 내부에서 연산결과나 데이터를 일시적으로 저장하는 회로이며, 누산기(Accumulator)도 그 일종이다.

다만 특정 주소를 지정하기 위한 레지스터는 주소 레지스터(Address Register)라 부르는 것이 맞고, 상태(Status) 레지스터는 연산 결과의 플래그(캐리·제로·오버플로 등) 상태를 저장하는 레지스터를 가리키므로 주소 지정용 레지스터와는 다른 개념이다.

명령어의 Operand 필드의 기억장치주소(A)가 실제 유효주소를 담고 있는 기억장소를 가리키는 방식, 즉 EA=(A)로 표현되는 것은 간접 주소 지정방식이다. 직접 주소 지정방식은 $EA=A$로 A 자체가 유효주소이며, 간접 방식은 A가 가리키는 위치에 저장된 값을 다시 유효주소로 사용하는 점에서 구분된다.

특정한 주파수를 이용할 수 있는 권리를 특정인에게 부여하는 것을 주파수할당이라 한다.

주파수분배는 특정 업무에 사용하도록 주파수 대역을 구분하는 것이고, 주파수지정은 특정 무선국이 특정 주파수를 사용하도록 지정하는 것이므로, 이용 권리를 특정인에게 부여한다는 설명과는 구별된다.

전파법상 지구국은 우주국과 통신을 하기 위하여 지구에 개설한 무선국을 말한다.

인공위성 개설을 위한 무선국은 우주국에 해당하고, 우주국·지구국으로 구성된 통신망 전체는 위성통신망이라 부르며, 전리층에서 지구로 전파를 발사하는 무선국이라는 설명은 지구국의 정의와 무관하다.

전파형식의 기본특성은 세 개의 기호로 표시하며, 첫째 기호는 주반송파의 변조형식, 둘째 기호는 주반송파를 변조하는 신호의 성질, 셋째 기호는 전송되는 정보의 형식을 나타낸다. 따라서 첫째 기호가 주반송파의 변조형식이라는 설명이 표기 규칙과 일치한다.

둘째 기호를 다중화 특성으로, 셋째 기호를 주반송파를 변조시키는 신호의 특성으로 설명한 것은 각각 한 자리씩 어긋난 서술이다. 또한 송신할 정보(전송정보의 형식)는 셋째 기호가 나타내므로 이를 넷째 기호로 설명한 것도 옳지 않으며, 넷째 이후의 기호는 기본특성이 아니라 신호의 상세·다중화의 성질을 나타내는 보충특성에 해당한다.

다른 사람의 위탁을 받아 공사에 관한 조사, 설계, 감리, 사업관리 및 유지관리 등의 업무를 수행하는 것은 건설기술 관련 법령상 "용역"의 정의에 해당한다. 도급·하도급·수급은 공사 계약의 당사자 관계를 나타내는 용어로, 조사·설계·감리 등 비물리적 업무 수행을 의미하지 않는다.

감리사는 설계용역 계약조건을 임의로 변경할 수 없으며, 설계자의 의무와 책임을 면제시킬 권한도 없다. 따라서 설계자의 의무·책임을 면제시킬 수 있다는 설명은 감리사의 임무 범위를 벗어난다.

계약문서·과업내용서 숙지, 설계감리 검토목록 작성·관리, 발주자와의 계약에 따른 설계감독 업무 수행은 모두 감리사의 정상적인 임무에 해당한다.

일반적인 통신관련 시설의 접지저항 기준은 10[Ω] 이하이다.

이는 통신설비의 뇌해·유도장해를 방지하기 위해 요구되는 기준으로, 설치 환경에 따라 예외적으로 더 높은 값(100[Ω] 이하)이 허용되는 경우가 있으나 일반 기준값은 10[Ω] 이하이며, 나머지 보기의 값들은 이 기준에 해당하지 않는다.

적합인증 대상기자재는 인체에 미치는 영향이 크거나 다른 무선설비에 전파혼신을 일으킬 우려가 큰 기기에 적용되며, 자계유도식 무선기기가 여기에 해당한다.

의료용·산업용 고주파이용기기나 위성방송 수신기는 적합인증이 아닌 별도의 적합성평가 절차로 관리되는 기자재이다.

전파응용설비의 고주파출력 측정 및 산출방법은 과학기술정보통신부장관이 정하여 고시한다.

중앙전파관리소장이나 한국전자통신연구원장, 한국방송통신전파진흥원장은 전파관리·기술지원 등 세부 업무를 수행하는 기관이지 고시 권한을 갖는 주체가 아니다.

무선설비 안전시설기준에서 고압전기란 600볼트를 초과하는 고주파·교류전압과 750볼트를 초과하는 직류전압을 말한다.

이는 교류(고주파 포함) 600V, 직류 750V를 기준으로 저압과 고압을 구분하는 값으로, 다른 보기의 수치들은 이 기준과 다르다.